Carga electrónica (Parte 3): Electrónica

Como comenté en la introducción, me he basado en un proyecto existente, el cual se ha modificado para adaptarlo a lo que se quería. Por lo que hay cambios en el esquema electrónico y en los componentes utilizados.

Algunos componentes se ha cambiado por necesidad de los nuevos requisitos que debe cumplir. Y otros por no poder encontrar el componente en stock. Y debo añadir, que la búsqueda de componentes es una tarea muy importante y requiere de mucho tiempo.

Donde más he aprendido sobre las características de los operacionales y los mosfet ha sido buscando entre los datasheet de los componentes que cumplían los requisitos y comparando componentes. Que significan muchos de los términos que se emplean en los datasheet, porqué se utilizaron los operacionales en el proyecto original, como tratar de mejorar las características con otros operacionales, etc...

Por ello voy a comentar brevemente por que se eligieron los distintos operaciones y los mosfet para este proyecto.

Microchip MCP 609

Primera página del datasheet del MCP609

Como se ve en la imagen, este es un operacional corriente, no tiene nada de especial, se utiliza para cualquier circuito que requiera un operacional. En el proyecto se utilizan para adaptar impedancias, como buffer.

Los requisitos por los que se ha elegido este en concreto son:

• Rail-to-Rail: esto quiere decir, que la salida del operacional puede alcanzar los valores de la tensión de alimentación ( siempre se queda unos pocos mV por debajo de la alimentación positiva y por encima de cero, en comparación con los que no son rail-to-rail, que pueden llegar a varios voltios).
• Alimentación de 2.5V a 5.5V: se pueden alimentar con los 5V de la alimentación, igual que el Arduino Nano que se utiliza y su salida puede conectarse a entradas TTL directamente si se quiere.( Se recomienda al menos una resistencia para limitar la corriente).
• Unity Gain Stable: estable a ganancia unitaria, esto quiere decir, que cuando se configure con ganancia igual a 1 (como están en el proyecto), la salida es estable y no ocasiona oscilaciones indeseadas.

Analog Devices OP90

Primera página del datasheet del OP90

Este es un operacional de precisión, utilizado para el circuito que controla la intensidad de la corriente que circula por los mosfets.

Los requisitos por los que se ha elegido son los siguientes:

• Single/Dual 1.6V to 36V: puede ser alimentado con una fuente simple, por lo que no requiere de voltaje negativo para funcionar. Y se puede alimentar hasta con 36V. Esto es importante porque los mosfets utilizados pueden requerir hasta 11 voltios en su puerta (Gate) para conducir completamente (menor resistencia interna).
• True single-supply Operation: puede llegar a tierra (Ground 0V) en su salida. Es lo mismo prácticamente que rail-to-rail.
• Low Input Offset Voltage: 150 μV Max., esto es lo que hace que sea de precisión. Quiere decir que el voltaje que se debe aplicar entre las dos entradas para conseguir 0 voltios a la salida es de 150 μV como máximo. Es un indicativo de la mínima diferencia entre las entradas para empezar a cambiar la salida. (O así es como yo lo entiendo). 

En el proyecto, las entradas están conectadas a la resistencia shunt, que se utiliza para medir la corriente que circula por los mosfets y la señal que indica la corriente deseada. Dado que se utilizan resistencias de 0.1 ohmios y la corriente máxima es de 7,5A (15A en paralelo), el voltaje o diferencia de potencial en la resistencia es de 750mV a los 7,5A, por lo que a 1 mA correspondería un voltaje de 10 mV. Con lo que se puede hacer una idea de lo sensible que tiene que ser el operacional en sus entradas.

Hay que tener en cuenta que los datos proporcionados por el datasheet son con pruebas en laboratorio y en el mejor de los casos, en la realidad cabe esperar un peor comportamiento, de hay que elijo componentes con mayor resolución de la requerida.

OPA277

Primera página del OPA277

Este es un operacional de alta precisión, utilizado para medir la tensión de la batería o fuente de alimentación bajo prueba.

Las características son las siguientes:

• Ultralow Offset: 10 μV. En comparación con el anterior operacional, este valor es mucho más bajo.
• Ultralow Drift: ±0.1 μV/℃. Esto indica la variación de la salida en μV con respecto a la temperatura (diferencia con la realizada en las pruebas, normalmente 25 ℃). Un valor tan bajo indica que la temperatura influye muy poco en el comportamiento del operacional.

Nota: Todo componente electrónico sufre variaciones en su comportamiento debido a las temperaturas. Por ello todos tienen un rango de temperaturas operativas. Y los componentes de precisión tienen que verse afectados por ella lo menos posible, midiéndose en la variación de su valor por cada grado por encima de la temperatura de pruebas o por ppm/℃ (partes por millón) como el caso de las resistencias.

Las resistencias también cambian su valor dependiendo de la temperatura a la que trabajan, por lo que necesitan ser lo más estables posibles en un circuito de precisión.

En el caso de este proyecto, las resistencias shunt son de unos 100 ppm/℃ y están atornilladas a un disipador para hacer que se calienten lo mínimo posible.

• High Common-Mode Rejection y High Power Supply Rejection: estos valores quieren decir que el operacional filtra/rechaza bastante bien los ruidos introducidos por ambas entradas y por la fuente de alimentación.

Hay que tener en cuenta que los operacionales de precisión son menos comunes y más caros, y muchas veces tenemos que adaptarnos a los que podemos conseguir. Digo esto porque el operacional mencionado OPAx277 te indica más adelante en su datasheet que su "Common-Mode Voltage Range" es de ±2V.
Lo que quiere decir es que solo puede medir la diferencia entre las entradas si la diferencia es como mucho de 2V, así que hay que conseguir que 100V pasen a ser un valor inferir a esos 2V. Por eso se ve en el esquemático que se utiliza un divisor de tensión para adecuar los niveles. Con esos valores de resistencias se consigue que 100V sean 1.961V en las entradas. Y también se puede ver que las resistencias utilizadas son de precisión, 0.1% de variación en su valor y también más estables térmicamente.

Dado que se utilizan voltaje relativamente bajos tanto en la medición de tensión como en la de corriente, el conversor analógico digital (ADC) MCP3426, dispone de un circuito amplificador programable x2 o x4 para adaptar la señal a su rango máximo de tensión y obtener mayor resolución.

Como se puede apreciar, en los circuitos de precisión se necesitan tener en cuenta un montón de cosas en consideración, sin hablar del diseño de PCB, interferencias radio-eléctricas, y otros muchos detalles . Contra más precisión y/o resolución se necesite, la dificultad aumenta exponencialmente, de hay lo caro de los equipos de medición.

Mosfets

Dejando atrás los operacionales, voy a comentar por que he elegido los mosfets IXTH110N10L2 para el proyecto.

Como se quiere controlar individualmente cada mosfet, interesa que el número de mosfets sea el menor posible, aunque sea más caro, es más sencillo el circuito y tienes la certeza de que están entregando la corriente que se les indica.

Por otro lado, las aplicaciones tales como las cargas electrónicas, amplificadores clase A, etc... trabajan en la región lineal de los mosfets, cosa que para la mayoría de ellos no están diseñados. Suelen trabajar en la región de saturación, encendiéndose y apagándose a una determinada frecuencia. Por ello al utilizarse en la región lineal, se calientan en exceso y solo puede disipar una pequeña cantidad de potencia.

Otro problema es el llamado "thermal runaway", que consiste en que al calentarse el mosfet, internamente en el silicio algunas zonas se calientan de más ("thermal hot spots") lo que origina que baje su resistencia interna, lo que hace que aumente la corriente que circula por él, lo que aumenta la temperatura. Iniciando un ciclo que acaba con la destrucción del componente.

Normalmente se suelen ver las cargas electrónicas construidas DIY y las comerciales más económicas (que no son baratas), con mosfet no diseñados específicamente para este propósito. Lo que se hace, es que se conectan varios, 4, 8 o más en paralelo para aumentar su potencia.

Esto conlleva el mismo problema que con un solo mosfet al calentarse en exceso, el "thermal runaway". Si los mosfets están refrigerados correctamente no debe de pasar, pero al haber varios, no todos poseen idéntica resistencia interna y siempre hay uno, el de menor resistencia, que se calienta demás pudiendo acabar en "thermal runaway".

La forma en que se soluciona es colocando resistencias en cada uno de los mosfet (llamadas "balast resistor") que se encargan de contrarrestar la diferencia de corrientes en los mosfets y así todos disipan la misma potencia.
En este esquema, solo se utiliza una señal para conducir la puerta de todos los mosfets.

Aún con el aumento de circuitería, sale más económico hacerlo de esta forma. Los mosfets de este tipo suelen costar entre 1 y 2 € normalmente, los que he utilizado, si no recuerdo mal fueron unos 17 € cada uno.

En cambio solo me hicieron falta 2 para disipar 300W y cada uno tiene su propia señal o circuito de control independiente.

Los IXTH110N10L2 no necesitan de resistencia de carga ("ballast resistor"), he internamente el silicio está diseñado para evitar la aparición de puntos calientes ("thermal hot spots"), están diseñados específicamente para este tipo de aplicaciones.

Si se quiere más información sobre esto, podéis pinchar en el enlace donde podéis encontrar la explicación del fabricante (en inglés).

Otro punto que quería comentar, es el hecho que normalmente cuando se busca y compara un mosfet, se suele mirar como una de sus principales características, su RDSon (resistencia en serie equivalente, cuando conduce plenamente), y esto es correcto cuando trabaja en la región de saturación, pero en la región lineal, es más importante mirar su gráfico sobre el área segura de operaciones ("safe operating area"). Para muestra la siguiente imagen.

Safe Operation Area (SOA)

Corresponde a uno de los mosfet utilizados en el proyecto original. Se puede ver una relación entre la corriente en el eje Y y el voltaje entre drenador-surtidor en el X. Cada línea indica a su derecha el tiempo del pulso, siendo DC para tiempo constante.

Por ejemplo, para 30V podemos utilizar una corriente de 200A (6000W), pero solo si esa corriente es un pulso de menos de 100 μS y muy importante, la temperatura ambiente es de 25 ℃. También hay que tener en cuenta el tiempo para que se enfriase el mosfet antes de mandar otro pulso, ya que posiblemente lo destruyamos si se mandan varios pulsos consecutivos.

Para el caso de la carga lo que interesa es la corriente constante (DC) que como se ve, cambia considerablemente. Para 30V serían 3A (90W), estando a 25 ℃ la temperatura ambiente.

SAO del IXTH110N10L2

Estos gráficos corresponden a los mosfet lineales utilizados en el proyecto.

Lo primero que observamos es que existen dos, una para 25 ℃ y otra para 75 ℃ de temperatura ambiente. Esto nos indica que se ha probado a esas temperaturas, y que el fabricante nos asegura que funciona correctamente dentro de los límites de la gráfica. Eso nos indica que es mucho más robusto y fiable en entornos cerrados con temperaturas elevadas.

Si comparamos la gráfica con la anterior a 25 ℃ vemos que para 30V y 100 μS de pulso pueden pasar 300A (9000W), ya en continua (DC) a 30V le correspondería un máximo de 20A (600W), una diferencia considerable con el otro mosfet.

En el gráfico se ven entre recuadros la temperatura Tj=150 ℃, esto indica cual es la máxima temperatura antes de que se dañe el mosfet. Para alcanzar las potencias indicadas anteriormente, el mosfet tiene que estar por debajo de dicha temperatura. Y esto es un factor muy limitante.

Para saber la potencia real que podemos obtener, tenemos que saber la resistencia térmica del mosfet, así como de los disipadores y elementos envueltos en la disipación del mismo. Más detalle sobre estos cálculos en la parte 4: disipación térmica. Como adelanto decir que la potencia que he obtenido finalmente en un solo mosfet ha sido de 150W. Una cosa impensable para los mosfets no lineales. Pero se ha tenido que utilizar unos disipadores muy pesados y caros, junto con ventiladores para mantenerlo dentro de esa área segura de operaciones.

Nota: Algunos mosfets no tienen línea para DC, esto quiere decir, que no se pueden utilizar de forma constante, solamente funcionan con señales con pulso como PWM.

Esquema electrónico

Siguiendo con el tema de electrónica, podéis ver el esquema final utilizado en el proyecto.

Esquemático

También podéis descargarlo desde el repositorio.

En él podéis ver las diferentes partes que constituyen la placa de circuito impreso (PCB)  que se ha realizado. Comentar brevemente sus partes:

• En la parte de alimentación decir que utiliza una alimentación exclusiva para la parte digital y otra para la analógica, para tratar de minimizar los ruidos e interferencias en la circuitería analógica.
• En la parte de control de voltaje y medición de corriente, indicar que se utiliza un ADC diferencial con control de ganancia parta adecuar las señales recibidas (MCP3426). Se pueden ver los relés que conectan con la carga, que están montados externamente, al igual que las resistencias shunt (R10 y R25). En paralelo con ellas se encuentran los diodos de protección, se encargan de conducir la corriente en caso de rotura de las resistencias shunt, o fallo de los mosfet quedando en conducción plena, haciendo saltar los fusibles.
• En la parte de medición de voltaje de carga, decir que el integrado ICL7660 se encarga de generar una alimentación negativa (-5V) para el funcionamiento del operacional. Y la resistencia variable R7 se encarga de calibrar correctamente la salida del operacional. Para ello conectar las dos entradas a masa o a un mismo voltaje, utilizando el mismo tipo de cable y la misma longitud en ambos y girar el dial de la resistencia hasta obtener exactamente 0V en la salida. En mi caso 0.0000V.
• En la parte de control de corriente, se utiliza un conversor digital analógico (DAC) MCP4725 para controlar la tensión de control de los mosfets. El DAC se alimenta de una fuente de precisión REF50H0 que entrega 4.096V, coincidiendo con los posibles valores del conversor. 2 elevado a 12 bits = 4096 valores, para alcanzar la mayor resolución en su salida. 
• En la parte Arduino-Nano, se encuentra el microprocesador que controla todo, un Atmel 328P, las conexiones a los botones, teclado y encoder, así como  la entrada para pulsos externos (Trigger input) que comentaré a continuación.
• Existe una pequeña placa que se hizo después y que como se ve, está conectada a los operacionales que controlan la puerta de los mosfets. Esta placa utiliza una fuente de referencia de precisión LM431 de -2.5V para poder calibrar la salida de los operacionales, de modo que al no aplicar ninguna señal de control (0V), las salidas estén también a 0V y anular pequeñas corrientes que podrían conducir de no estar calibrados. (En mi caso eran unos 4 mA).
• También, está la parte de control de ventiladores, los 2 sensores de temperatura para los mosfets, un reloj en tiempo real (RTC) MCP79410 para contar el tiempo transcurrido cuando descargamos las baterías, y la pantalla LCD.

Circuito de protección

Protección de la entrada

Aquí podemos ver la parte del esquema ampliado. De esta forma podemos proteger cualquier pin del microcontrolador al recibir señales del exterior. En este caso una señal que hace que se conecte y desconecte la carga electrónica.

En mi caso voy a utilizar un generador de señales que introduce una señal periódica, de esta manera podemos encender y apagar la carga continuamente en un período de tiempo. Esto pone a prueba las fuentes de alimentación.

Lo que más me preocupaba es que al ser el conector metálico y estar en el exterior, al tocarlo con el dedo, una descarga electrostática puede dañar esa entrada o el microcontrolador por completo.

Par evitar esto diseñé este pequeño circuito.La resistencia se encarga de limitar la corriente que circula hacia el pin, y junto con ella, se encuentra primero con un TVS (supresor de voltaje transitorio), el SMAJ6.0 que son dos diodos supresores que se encargan de llevar a masa cualquier pico repentino de electricidad estática (ESD), este es de doble sentido, por lo que vale tanto para voltajes positivos como negativos.

Decir que la energía de los transitorios es disipada por ese semiconductor y tiene un límite (400W en este caso), si el transitorio es muy grande o si suceden varias descargas, llega un momento en el que se daña y hay que reemplazarlo.

Si el tiempo de este pulso es más largo ya no protegería, por ejemplo conectar la entrada a un dispositivo cuya señal es de 10V en vez de 5V. Para esto está el diodo zener, se encarga de regular el voltaje para que no exceda su voltaje zener, en este caso 5.1V.

Decir que el supresor de transitorios entra en este caso en funcionamiento en descargas superiores a 6V.

Si se quiere un nivel superior de protección, lo que se suele hacer en el entorno industrial, o aplicaciones en las que la entrada puede tener un valor elevado de voltaje, es separarla completamente del resto de circuitería mediante optoacopladores, de este modo no hay conexión física con el dispositivo y la información/señal se transfiere en forma de luz.

Como conectar un operacional no usado.

Para terminar esta parte, indicar que no se puede dejar sin conectar un operacional si no se utiliza, ya que puede llevar a un comportamiento errático del resto incluidos en el mismo integrado.

Así como no se recomienda conectar las entradas a masa o alimentación, debido a que aumenta el consumo y calentamiento del integrado.

El método correcto es el siguiente:

Operacional sin utilizar

Como se ve en el esquema, la entrada inversora se conecta a la salida (modo buffer/seguidor) y la entrada no inversora se pone a la mitad de tensión de alimentación mediante un divisor resistivo.

La lista de componentes (BOM) la podéis encontrar en el repositorio.